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双变压器自激振荡变换器

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双变压器自激振荡变换器

6V电源适配器在双变压器自激振荡变换器中,开关作用由小驱动变压器的饱和来控制,而不是由主功率变压器来控制,这样改善了性能,使功率变压器具有更好的效率。

由于主功率变压器不再进入饱和,所以B/H磁滞回环的形状不是关键所在,更优化的变压器设计成为可能。进一步,由于集电极终止电流较低,功率晶体管在更多受控的条件下关断,故晶体管的开关作用更好。开关频率也更加恒定,这是因为驱动变压器不带输出负载,驱动变压器两端的电压与输入电压无直接联系。因此其工作频率对电源适配器和负载的变化不敏感。

由于所有这些方面都优于简单的饱和变换器,双变压器变换器常用在大功率应用场合。常用于低成本的DC(直流)变压器。

简单自激振荡双变压器方波变换器的两个主要缺点限制了它的应用。

(1)由于开始导通时脉冲宽度不容易减少,所以软启动难以实现。

(2)由于是方波(100%占空比)输出,所以输出是不可调整的。

  

工作原理

图所示的是一个基本的双变压器电路。其工作过程如下。

 双变压器自激振荡变换器

 

合上开关,流过R1的电流使两个驱动晶体管中的一个开始导通,假定Q1导通(这取决于两个元件的增益和各自的基-射极电压)。随着Q1的导通,独立的驱动变压器T:产生的驱动电流提供再生反馈。Ts的原边与Q1集电极电流耦合,它经副边绕组T2s为Q1提供基极驱动。绕组的相位整定应使Q1集电极电流增加引起Q1基极电流增加。由于T:是一个电流变压器,则基极驱动电流由集电极电流和T:的匝比来确定(本例使用的匝比是1/5,电流放大系数是5)。

Q1处于导通状态时,驱动变压器Ts副边两端的电压V,是Q1的基一射结电压加上D的管压降(总共大约1。3V),到Q2的驱动绕组T两端的电压与T2s两端的电压值相同,但方向相反,使Q2的基极电压为负的0.7V。

经过由磁心面积和副边电压V,确定的一段时间后,驱动变压器T2将饱和,Q1的驱动电压将降到零,Q1关断。这个过程出现在主变压器T1饱和之前。

 

随着Q关断,其集电极电流将降到零,由于反激作用,T2上的电压将反相。Q2导通,Q1完全关断。品体管Q2上出现与前面相同的工作周期,其集电极电流流过驱动变压器Tm的另一半绕组和主变压器Tin,并反相。

由于Q1基-射结和D的正向电压或Q2基-射结和D1的正向电压可以决定T2副边绕组两端的电压,T2的同步电压固定且与电源适配器电压无关。因此工作频率很大程度上与电源适配器和负载的变化无关。可是温度变化将影响两个二极管和两个基极电压以及驱动变压器T的饱和磁通密度。因而频率仍然受温度变化的影响。在许多应用中,频率的小范围变化并不重要。

钳位二极管D2和D2接在开关晶体管集射结两端,为反相的磁化电流提供通路,否则当折算的负载电流小于磁化电流时,导通期间磁化电流将从Q1和Q2的基极流向集电极。虽然这只是出现在非常轻的负载的情况下,由于是按比例驱动,它也会引起问题,应该进一步观察。

考虑Q1关断前瞬间的情况:在功率变压器T原边和Q集电极已建立起变压器磁化电流,绕组中的流动方向从右到左。Q1关断时,绕组中磁化电流试图以相同方向继续流动使Q1集电极变正,Q2的集电极变负(反激作用)。

由于磁化电流不能立即降到零,而Q1关断后又不能流向Q1集电极,所以将改变回路,从Q1集电极转向Q2的集电极,经过钳位二极管D2,从右到左流入Tm,如果没有接D3,该电流会流向Q2的基一集结,由于该电流的流动方向与正常集电极电流方向相反所以使基极驱动电流离开基一射结面进入基一集结(晶体管反偏)。

这个反向的集电极电流也流过驱动变压器T的原边,但其方向与正反馈所要求的方向相反。该反向电流会阻止或至少是延缓Q2的导通,这是不希望看到的。但是通过钳位二极管D2提供一条低阻抗的通路可从Q1分流大部分的反向电流。在一些情况下,要求在Q和Q2的集电极进一步串联阻塞二极管。

 

无论如何,轻载情况下,在磁化电流没有下降到小于折算的负载电流之前,都不会有正向集电极电流或再生的基极驱动作用。如果轻载状态是正常的工作方式,就需要一个附加的电压控制驱动绕组来维持驱动作用,直到建立起正常的正向电流。附加绕组Tm和Ts在图中用虚线表示。

如果负载电流总是超过磁化电流,就不需要做这样的改进,二极管D2和D也是多余的(除非需要时作为小的缓冲元件)。

在这种结构中,因为是由一个晶体管的关断过程起动另一个晶体管的导通过程,所以消除了交叉导通。由于长期来看驱动变压器T:的正向和反向伏秒与T1的相等,所以T的阶梯形饱和不会出现。甚至两个晶体管储存时间上的差异也能得到调节。

如果使用具有矩形B/H磁滞回环和高剩余磁通的驱动磁心,刚导通时的“双倍磁通”就被消除了。两个磁心都保留了对原先工作方向的磁“记忆”。系统不工作时,保留在驱动磁心中的剩余磁通作为最后工作脉冲方向的“记忆”。下一次系统工作时,如果开始半个工作周期的方向与“记忆”的方向相同,则驱动磁心迅速饱和,该脉冲时间缩短,因此主变压器将不会出现饱和。由于这个原因,驱动变压器材料的剩余磁通水平B,应该高于主变压器材料的剩余磁通水平。

由于主磁心的磁通密度具有好的控制状态,所以有信心选择主变压器的工作磁通偏移使其达到最佳效率。

从前面的讨论可以看出,虽然自激振荡电路看起来极其简单,但却以相当复杂的方式工作,如果设计正确,则可以提供非常有效的变换器作用。所以这种变换器(或常说的DC变压器)用来与原边串联降压开关变换器串联,以提供极其经济的多输出电源适配器

它的缺点是,这种变换器需要两个变压器。可是由于传递很少的功率,驱动变压器T22。134非常小。

 

饱和驱动变压器设计

驱动变压器T2实质上是一个饱和电流变压器。

确定了工作功率后,就可选择功率晶体管和工作电流。根据晶体管数据,找出所需的电流放大倍数,以保证有好的饱和以及开关作用(假设本例中选择5:1的电流放大倍数,实际值取决于晶体管参数)。

这意味着对应于T2m原边(集电极)绕组上的每1匝,在副边基极驱动绕组Tm上必须有5匝,同时可以知道基极绕组是以5匝为一级递增的。

二极管D1的压降加上Q1的V=(大约1。3V)决定了Tas的副边电压,且该电压Ts的副边匝数和磁心尺寸设定了频率。现在必须选择磁心尺寸,以便在基极驱动绕组Ts为5匝(或5匝的增量)时获得正确的工作频率(磁心越小,相同频率时匝数越多)。

 

选择磁心尺寸和材料

假设工作频率是50kHz,要求的电流放大倍数是5,集电极绕组用1匝。副边绕组为匝,已知副边绕组电压是1.3V(V加一个二极管压降)。

按半个周期(10s)考虑,所需磁心的面积可由下式计算:

 双变压器自激振荡变换器

 

式中,Vs=副边电压,(1.3V);

t=半周期(10s);

△B=磁通密度变化量(从一B到+B);

Ns=副边匝数(在此为5匝)。

如果选择TDK H7A材料,根据图,40℃时的饱和磁通密度是0.42T,B的峰峰值=0.84T。因此

 双变压器自激振荡变换器

 

根据表,磁心T482接近满足所需的面积,本例中T2选用该磁心。

现在用2股导线双线绕磁心5匝,形成副边绕组Tm和T:。每个晶体管集电极的导线从反方向穿过环形磁心,作为每个晶体管的单匝原边绕组,驱动变压器的制作就完成了。

 

 

主功率变压器设计

主功率变压器的设计过程与其他推挽驱动的变换器的设计过程相同。

 

 

 


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| 发布时间:2018.10.22    来源:电源适配器厂家
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