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占空比控制推挽变换器

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占空比控制推挽变换器

推挽变换器通常不利于开关电源适配器离线应用,因为功率开关元件工作时其集电极承受的电压至少是电源适配器电压的两倍。还有,由于变压器原边有中间抽头,每半个周期中只有一半绕组工作,故主变压器原边的利用率不如半桥或全桥变换器好。

可是在低输入电压时,推挽技术也有优于半桥或全桥的地方,如在任何时刻都只有个开关元件与电源适配器和原边绕组串联。整个电源适配器电压加在工作的半个绕组上,对于相同的输出功率,开关损耗较低。

 

工作原理

典型的低压DC-DC推挽变换器的功率部分示于图中。工作过程如下。

 占空比控制推挽变换器

两个功率开关管Q1和Q2在驱动电路控制下,每半个周期轮流导通。Q1导通时,原边电压加在原边一半绕组P1a的两端。在该条件下,所有绕组的起始端将为正,由于Q1的导通和变压器的作用,Q2的集电极将承受两倍的电源适配器电压。副边绕组S1a的起始端也将为正,有电流在副边绕组、输出整流器D6和电感L1中流通。

原边电流包括折算的负载电流加上少量的由原边电感引起的磁化电流。在导通期间,原边电流会随着原边电感和副边滤波器扼流圈L1中磁化成分的增加而增大,导通期间结束时(由控制电路控制),Q1关断。

储存在原边电感和漏感中的能量使Q的集电极电压将快速变正,由于变压器的作用,Q2集电极电压将变负。当Q2上的电压低于零伏时,能量恢复二极管D2导通,将部分反激能量回送电源适配器。同时,输出整流二极管D导通,将部分反激能量送到输出电路(取决于原边和副边漏感的大小和分布)。

 

使用“占空比控制”,接着有一个体止期间,该期间两个开关元件都关断。在该期间输出扼流圈L1将维持整流器二极管D2和D、输出负载和电容器C1中的电流流通。该电流经副边绕组的中间抽头和两个整流二极管形成回路。如果L中电流幅值超过折算的磁化电流(通常情况),则两个输出整流器的导通时间在整个休止期间几乎相等,且有相同的正向压降,因此副边绕组两端的节点电压为零(副边绕组两端整流器的正向电压相等但方向相反)。相应地,休止期间磁心中的磁通密度将不变化,即在Q1和Q2关断时,磁心将不会恢复到零。这是这种电路的一个重要性质,因为它可以充分利用B/H特性。

 

控制电路控制的休止期间之后,晶体管Q2导通,Q2将重复先前的过程,完成一个工作周期。

对于连续导通方式,负载电流不允许降到低于临界值,L在所有时间都有电流流过,输出电压由原边电压、占空比、匝比及下式决定:

 占空比控制推挽变换器

 

式中,Vout=输出电压,直流;

Vcc=电源适配器电压,直流;

Ns=副边匝数;

Np=原边匝数;

ton=导通时间,Q1或Q2;

toff=关断时间(Q1和Q2关断)。

控制电路将调节占空比ton/(ton+toff),以维持输出电压恒定。

在正常负载条件下,负载电流大于副边的磁化电流,其原边和副边波形表示在图中。对于稳态条件,在正负象限之间有磁通密度平衡偏移,如图所示

 占空比控制推挽变换器

若负载电流小于折算的磁化电流,在关断期间能量恢复二极管将继续导通较长的一段时间,电流和电压波形示于图中,应该注意到在导通期间开始时,有一小段时间集电极电流是反向。

对于这种工作条件有一个问题,当Q1导通时,如果恢复电流仍在D1中流通,则Q1集电极电压为负,基极驱动电流将从基一射结向基一集结转移,该驱动电流将与Q1的正常集电极电流方向相反。虽然这不会使晶体管本身损坏,但却对相应的驱动系统有影响,因为这对相应的驱动变压器来说是错误的方向,从而在这种条件下,没有来自于驱动变压器原边的正反馈。

根据图中所示的驱动变压器的位置,实际上从驱动变压器出来的是负反馈。因此“驱动和隔离电路”的功率必须更大并保持有效的驱动条件直到Q1中建立正确的正向电流。在全导通角方波变换器中,对轻载条件也必须考虑该影响。在某些条件下,这种工作方式需要增加额外的驱动元件。

 占空比控制推挽变换器

缓冲元件

为有助于Q1和Q2的关断作用,设计了缓冲元件R1、R1、C3和C1,在关断边沿,维持在集电极的感应电流转移到缓冲元件R1和C3,减少了晶体管集电极上的电压变化率使Q1和Q2在较低应力的条件下关断。电阻R1的选择是用于在最小导通期间为电容器C恢复工作点。缓冲器的作用的说明。

占空比控制推挽变换器


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| 发布时间:2018.10.24    来源:电源适配器厂家
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